第4代SiC MOSFET的应用优势

电动汽车（EV）、数据中心、基站、智能电网等为了提高便利性，电源的高电压化和大容量化正在进行中。

然而，从保护地球环境的角度来看，提高便利性之外，减少电力转换时的损失、有效地使用也变得越来越重要。因此，能够进行高频动作、并且高电压大容量能量损失少的 SiC功率半导体备受关注。

罗姆发布了第4代SiC MOSFET，是第3代SiC MOSFET的沟槽栅结构进一步演进，将导通电阻降低约40%，开关损失降低约50%。

在试验中，使用第4代SiC MOSFET，进行了500V输入7kW降压型DC-DC转换器的实机验证、EV 的800V输入100kW的牵引逆变器的模拟行驶试验、以及Totem-pole PFC的实机评价，确认了其有用性，特此报告。

1、序言

目前，电动汽车（EV）、数据中心、基站、智能电网等应用，电源的高电压和大容量趋势正在进行（Figure 1）。

Figure 1. 应用例

理由是可以提高各个应用的便利性。作为身边例子的EV，如果推进高电压化（400V 和 800V）和大容量化（50kW-350kW），能实现续航距离的延长和快速充电时间的缩短，能大幅度提高人们生活的便利性。

然而，在世界范围内，保护地球环境的努力正在加强，单纯地提高便利性是不会被全球市场所接受的。今后除了便利性的提高之外，减少能源损失、有效的使用也会变得越来越重要，因此应该注意的点是电力转换。

上述的应用都是从电力系统、电池、太阳光发电系统等接受电力供给，转换成最适合的电压值并有效利用，但是在这个电力转换时会发生能量损失。为了减少能量损失，提高电力转换效率，现在备受瞩目的是能够进行高频动作，并且在高电压、大容量下能量损失较少的SiC功率半导体。

这次罗姆发布了第4代 SiC MOSFET。进一步进化了已经量产中的第3代SiC MOSFET确立的沟槽栅结构，比第3代降低了约40%的导通电阻，由于高速切换特性造成的开关损失也减少了约50%。Figure 2所示的标准化导通电阻（Ron-A：每单位面积导通电阻）的趋势显示了它的进化。

Figure 2. 导通电阻的趋势图

本文第2章中，说明作为基本的降压型DC-DC转换器中第4代SiC MOSFET对转换器效率改善有怎样的贡献。

说明开关损耗、导通损耗、体二极管损耗、恢复损耗等发生机制，说明在转换器中使用优秀的第4代SiC MOSFET时降低损耗的效果。 

在第3章中，作为具体的应用例，说明面向EV的功率解决方案，EV的电力转换由OBC（On Board Charger）、辅助用绝缘DC-DC、升压 DC-DC、牵引逆变器等构成。

特别是，关于牵引逆变器，导入马达测试台进行模拟行驶试验，以说明第4代SiC MOSFET的特性如何与用户利益相关联。另外，对于构成OBC的Totem-pole PFC，也将在实际电路板上说明第4代SiCMOSFET对于转换器特性的提升。

2、降压型 DC-DC 转换器中第４代 SiC MOSFET

2.1 电路动作原理与损耗解析

对于第3代、第4代SiC MOSFET的开关速度特别有改善。这对减少开关损耗有很大贡献。Figure 3（a）中表示降压型转换器的框图，（b）中表示转换器的开关整体的外观波形。

(a) 降压型 DC-DC 转换器模块图

(b)主要开关外观波形

Figure 3. 降压型 DC-DC 转换器（半桥）

如 Figure 3（b）所示，转换器中功率器件的损耗包括开关损耗、导通损耗、体二极管损耗、恢复损耗、Coss 损耗。（Coss 损失较小，故图中未标注出来） 

关于开关损耗，通常是把单个脉冲的Eon、Eoff能量数据记载在Datesheet中，因此在初期设计阶段进行粗略的损失估计时是很方便的指标。在详细设计中，必须严格算出高电压输入时高频时的损耗。

栅极电压值、栅极驱动器的漏源电阻值、外置栅极电阻值等数Ω的值会在数ns（纳秒）的级别上影响开关时间（Trise/Tfall），使损耗发生了很大的变化，因此进行该栅极驱动器的最佳设计与能否充分利用SiC的高速开关特性紧密相连。开关损耗仅发生在高边 FET（SH）上，以公式（1）表示。下面对其机制进行说明。

在State 1中，栅极电压VGS被施加到高侧FET（SH）的SiC MOSFET上，并在State 2 中超过阈值 VGS（th）时，电感器电流开始快速流向SH的通道，直至VGS（on）（Plato 电压）为止，仅几ns即可到达负载电流 Io。

然后，在State 3（平台期间）之间通道打开，VDS达到0V。该State 2和State 3的期间为式（2）所示的导通时的开关时间Trise。式（2）中，State 2的电荷量由于通常 Datessheet中没有记载，所以从Qgs推定，通过设定系数k调整（通常k是 1/3-1/4）。

栅极电流Igon是由栅极驱动器电压VGS和栅极导通电压VGS（on）的电位差和介入其中的电阻部分决定的，所以用式（3）给出。公式中，Rsrc是栅极驱动器的源电阻，Rgext 为外置栅极电阻、Rgint 表示SiC MOSFET内部栅极电阻。

(State 4 在后面进行说明)

栅极电压降低，进入关断状态（State 5-6）。这个Tfall期间用公式（4）表示。注意点是Tfall时段的栅极电流Igoff如式（5）所示，分子只有VGS（on）。一般来说，关断时间会更长一些。式中，Rsnk是同步电阻。

当是电感负载那样的恒流源时，电流波形ID和电压波形VDS变化的时间不重叠，因此式（1）的开关损耗Psw的系数为 1/2。另外，在该Trise期间，由于漏源极间容量CossH 中储存的电荷在沟道处短路，会产生充放电损耗PcossH（式（6））。

在State 4中高边FET（SH）完全开启的期间发生导通损失PcondH（式（7））。此时的有效电流，时比D（=Vo/Vin）通过公式（8）给出。

以上是高边FET(SH)处产生的开关损耗、导通损耗、Coss 损耗。

以下是、低边FET(SL)处产生的损耗。

State 7、State 11以及State 1是死区时间期间。低边FET（SL）的体二极管的导通电流会产生损耗（式（9）。

State 8-10产生低边FET(SL)的导通损耗(式(10))。此时,实效电流通过公式(11)给出。

低边FET(SL)的Coss的充放电损耗，在SL Turn on时(State 8)Coss已经被电感电流IL已经放电，为ZVS状态(Zero Voltage Switching)，因此通常忽略。

以上是低边FET(SL)处产生的损耗。

在此说明恢复损耗PQrr。发生的时间是State 3，是由于低边SL的体二极管的恢复引起的损耗(式(12))。这个损耗由高边FET(SH)和低边 FET(SL)分担，为了方便此处合并到高边。

综上所述，高边FET(SH)和低边FET(SL)的综合损耗分别由式(13)和式(14)给出。

特别是关于开关损耗Psw，根据式(2)和(4)，Qgd(对栅极-漏极间电容的米勒平台充电所需的电荷量)越小，Trise/Tfall的时间越短，式(1)的开关损耗Psw被降低。第4代SiC MOSFET相对于第3代Qgd降低了约一半，因此可以减少开关损耗。对转换器的开关频率高频化，负载变化率大，平均来说轻负载运转较多的EV有降低损耗的效果。结果导致续航距离的延长和运行成本的降低，这是使用第4代SiC MOSFET的最大优点。

2.2 DC-DC 转换器的实机验证

为了确认这点，我们组成下述规格的降圧型DC-DC转换器进行了实机验证。Table 1是 DC-DC转换器和SiC器件的各项参数。用于调整开关速度的外置栅极电阻Rg_ext的数值在权衡了高速开关、振铃以及尖峰之后，取值为3.3Ω。Figure 4 是 (a) DC-DC转换器电路和 (b)半桥部分所用的第4世代SiC MOSFET的评估板(内置去偶电容)，电感L、输出电容Co 和输入Bulk电容为外置。

Table 1. DC-DC 转换器规格、SiC 器件各项规格

Figure 4. 实机验证用降圧型 DC-DC 转换器电路和第 4 世代 SiC MOSFET 评估板

Figure 5是50kHz情况下的Turn on时/Turn off时的VGS、VDS, ID波形。

左侧是Turn on时的波形放大。波形可观测到Turn on时上升时间Trise约20ns，非常的高速。Figure 6是该DC-DC转换器的效率、损耗的测定结果。轻负载(1kW 附近)时，作为固定损耗的开关损耗，由于第4世代SiC MOSFET开关损耗较小的特征，发挥了显著的作用。而重负载(5kW 附近)时，第4世代相对于第３世代损耗也改善了15W以上。

Figure 7是转换器损耗的详细理论解析结果，这证明了损耗确实有大约15W的改善。而且，高边FET(SH)的开关损耗和恢复损耗PQrr也大幅降低，这也有助于改善整体损耗。

Figure 5. 实测开关波形（500Vin, 250Vo/20A(5kW), 50kHz）

Figure 6. 效率、损耗的测定结果(500Vin, 250Vo/7kW, 50kHz)

Figure 7. 损耗分析结果（计算值）（左：2kW、右：5kW）

3、EV 应用

EV也有多种形态，如Figure 8所示，有BEV、HEV、PHEV、Series HEV等，根据彼此的用途，功率、体系结构各有不同。在这当中，最近受到关注的是BEV的双方向/急速充电中的400V电池电圧型或800V电池电压型。

Figure 8. 各种 EV 形态

Figure 9所示的是BEV的功率/体系结构的电路结构示例。对于OBC(On Board Charger)和V2G(Vehicle To Grid)来说，双方向Totem-pole PFC和双方向CLLC(对称型 LLC)是热门的电路拓扑。该OBC的输出会用于供应辅助用DC-DC转换器、电池、逆变器电圧升圧、以及主机牵引逆变器的供电。

3.1 章说明的是牵引逆变器的基本动作，以及EV的评价系统（电机试验台的试验环境）。以此可以根据乘用车的油耗测试方法WTLC来进行模拟行驶仿真，以此来介绍第４世代SiC MOSFE可带来的电费改善度。

3.2 章介绍的是在OBC双方向Totem-polePFC 中使用了第４世代SiC MOSFET情况下的实验结果。

Figure 9. BEV 功率・体系结构举例

3.1 牵引逆变器的模拟行车试验

 [1] 逆变器电路动作

随着机电一体化（电机、减速机、逆变器）的推进，为实现高电压/高输出且小型化的轻量逆变器，低损耗的重要度日益上升。这是因为这与EV的耗电能力有直接关系。

如 Figure 10所示，牵引逆变器为了驱动动力总成内的电机，将电池中储备的直流电力转变为3相交流电力。逆变器由三个半桥结构(1 leg)，即3 leg来构成。三相交流波形由频率与电机转速同步的信号波（参考正弦波）设定，三角波（调制波）由决定开关频率的载波频率设定。电机的供电电压是通过在产生PWM信号时改变三相交流电和三角波的电平来实现的。

Figure 10. 一般的逆变器电路结构和驱动信号

[2] 电机试验台试验环境

Table 2所示的是电机试验台和测试用逆变器所搭载的SiC器件的主要参数。测试用逆变器使用了2in1功率模块，该模块搭载了第４世代SiC MOSFET晶圆芯片。

Figure 11所示的是电机试验台的试验环境，Figure 12所示的是测试用逆变器(DUT Inverter)，Figure 13所示的是控制系统模块图。测试用逆变器通过3相UVW动力线来驱动测试电机。测试电机与负载电机相连接，负载电机根据车辆参数演算得出行驶阻力控制负载转矩，从而实现所希望的车辆参数条件下的模拟行驶实验。这里正如Figure 14 以及式(15)-(18)所示，行驶阻力包含空气阻力FAD、转动阻力FRR、梯度阻力FRG、加速阻力FACC。

Table 2. 电机试验台和试用逆变器的主要参数

Figure 11. 电机试验台试验环境

Figure 12. 试用逆变器(DUT Inverter)

Figure 13. 电机试验台・控制系统模块图

Figure 14. 行车阻力

Cd：空气阻力系数 , A：正面投影面积 , ρ: 干燥空气密度, v：车速, μ：滚动阻力系数 , m：车身重量, Δm：旋转身体的等价惯 性质量, α：加速度, g：重力加速度, θ：车辆和路面的夹角。

[3] 模拟驾驶的国际规格 WLTC 模式燃效测试

Figure 15所示的 WLTC (Worldwide harmonized Light duty driving Test Cycle，全球统一轻型车辆测试循环)是由联合国欧洲经济委员会在 2014 年召开的第 162 届世界汽车标准协调论坛(WP29)上公布的世界统一技术规则 GTR(Global Technical Regulation)所采纳的轿车等的排放气体、燃料消耗量测试法(WLTP: Worldwide harmonized Light vehicles Test Procedure)中规定的驾驶循环。

这个循环由Low、Middle、High、Extra-High速度阶段构成，在日本除了Extra-High 阶段以外，测试车辆通过行驶循环进行排放气体和油耗的测量。

Figure 15. WLTC（全球统一轻型车辆测试循环）的概要

罗姆使用前述的马达测试台，通过输入WLTC行驶循环的模拟行驶试验条件，对逆变器进行了采用第四代SiC MOSFET和IGBT时的行驶电费试验。

假设C级EV的电费试验结果如Figure 16所示。在 WLTC行驶循环的全速度阶段，都可通过用第四代SiC-MOSFET代替传统的IGBT来改善电费。总电费与IGBT相比约改善6%，市区模式约改善10%。 

作为参考，在Figure 17显示了逆变器效率Map图 (以NT 曲线为基础加入了效率的信息)。从这个结果也可以看出，在市区行驶中频繁出现的高扭矩、低转速区域的效率大幅改善。

Figure 16. 电费试验结果

Figure 17. WLTC 燃效测试中的逆变器效率图

下面展示电费测试中6%-10%的性能提升如何为用户带来收益。用相对于行驶距离的运行成本(电费)和搭载电池容量的削减来考虑的话就容易理解了。如Table 3所示，与IGBT 相比，电费改善5.5%，行驶1万公里时减少2000日元，搭载100kwh电池的车辆减少 5.5万日元（Figure 18）。

Table 3. 电费改善与用户利益

Figure 18. 电池削减效果

3.2 Totem-pole PFC 的实机评估

Totem-pole PFC作为一种以高效率为目标的PFC转换器的拓扑结构，近年来备受关注。另外，为了实现微电网系统的稳定化和供需平衡，V2G的研究在世界范围内得到推进，双向运行也变得重要起来。

Figure 19是电路框图。左区域(S1, S2)用于高频开关，右区域(S3, S4)用于商用频率(低频)整流。S3和S4采用同步整流FET，可实现V2G的双向工作。

Figure 20为各状态的工作图。图腾柱低边FET (S2) 在商用交流电的正半周期期间作为升压转换器执行高频开关（图 (a)：周期D）。此时，S1进行整流操作（图（B）：周期 1-D），但如果体二极管的恢复速度缓慢，则会出现较大的功率损耗。

SiC MOSFET由于体二极管恢复速度得非常快，受这种功率损耗的影响较小，非常适合作为图腾柱PFC的功率器件。接下来，在商用交流电的负半周，图腾柱高边场效应管（S1）作为升压转换器进行高频开关（图（C）：周期 D），S2进行整流（图（D） : 时期 1-). D). S3和S4在商用交流电每半个周期切换一次。

Figure 19. Totem-pole PFC 框图

Figure 20. 各状态工作图 

为了验证第四代SiC MOSFET对降低Totem-pole PFC的损耗所做的贡献，使用实 Demo进行了实验。Table4中为PFC的评价条件和使用的SiC器件的规格。当输出电压为 400V时，与750V耐压的SiC MOSFET匹配。这里使用SCT4045DR。在Figure 21为 Demo的开关波形。在20ns-30ns的非常短的时间内turn on/off。Figure 22所示的效率的检测结果，半载的1.5kW 实现 98%以上，全载的3kW实现97.6%的高效率。

Table 4. PFC 评估条件

Figure 21. 开关波形

Figure 22. 实测效率

4、总结

SiC 功率半导体是在 EV、数据中心、基站、智能电网等高电压、大容量的应用中，在提高便利性的同时，提高功率转换效率的关键功率设备。

第4代SiC MOSFET大幅改善了沟槽结构的性能，归一化导通电阻也更小。活用这些得到的高速开关性能，低导通电阻对功率转换效率的提高有很大的贡献。

本手册记载的使用1200V/36mΩ的SiC分立元器件的500V输入7kW输出的降压型DC-DC转换器的实机验证，使用1200V/400A的SiC功率模块的EV的800V输入100kW的主牵引逆变器的模拟行驶试验，以及使用750V/45mΩ的SiC分立元器件的Totem-pole PFC的实机评估，均显示了它的有用性。可以期待它有助于提高世界上许多应用中的功率转换效率。

最后，介绍一下本次发布的750V和1200V第4代SiC MOSFET产品线。

Table 5 第４代 SiC MOSFET 产品 Line up 表

参考资料：ROHM SEMIConDUCTOR Application Note。